单片运放的制造工艺趋于使电压反馈运放的两个偏置电压相等，但不能保证两个偏置电流相等。在电流反馈运放中，输入端的不对称特性意味着两个偏置电流几乎总是不相等的。这两个偏置电流之差为输入失调电流IOS，通常情况下IOS很小。

温度的高精度测量一直是自动气象站采集器的关键技术。多路选择器CD4052在采集器温度测量电路设计中广泛使用，但其失调电流及其温度特性对采集器温度测量的影响一直缺乏研究。针对多路选择器CD4052存在较大失调电流问题，研究了采集器在实现对温度传感器PT100温度采集时的误差。结果表明：CD4052失调电流对采集器的温度测量误差影响较大，且误差大小与环境温度有很大关系。结果对数据采集器的研制及补偿提供了理论依据和工程应用价值。

自动气象站数据采集器温度通道通常须同时采集气温、草面 /雪面温、地表温、浅层地温和深层地温，通常需要采用多个类型相同的温度传感器采集不同对象的温度。自动气象站采用HMP45D温湿度传感器，采用HMP45D中的PT100铂电阻温度传感器测量不同对象温度，温度测量范围是－50～50℃ 。而采集器内部不可能针对每一路传感器均采用独立的温度测量电路。大多数采集器采用的设计方案是多路温度传感器共用信号放大电路和A/D转换电路，通过前端加入模拟开关( 双四选一模拟开关CD4052) 来达到测量不同传感器的目的。

自动气象站采集器温度测量通道的原理。系统由恒流源、CD4052多路选择器、仪表放大器( OPA) 、高精度 A/D变换器、温度传感器组和控制器等组成。恒流源输出电流过大时PT100会有自热效应，电流过小则测量误差较大，因此恒流源值通常选择在125μA～1mA之间。恒流源输出由控制器控制模拟开关CD4052选择某一通道铂电阻进行温度测量。当某一通道被选择后，该通道的模拟开关闭合，恒流源电流流过该通道的铂电阻，铂电阻两端产生电压。仪表放大器将通过电子开关CD4052的铂电阻电压信号放大，送至高精度的A/D转换器进行模数转换，控制器读取A/D转换值，计算得到电阻值和对应温度。被测温度变化时，铂电阻的阻值也发生变化，从而导致电压变化。该温度测量方法的校准方法是利用两组标准电阻 ( 通常选择80.31和119.34Ω) 通过电子开关 CD4052切换到测量电路，得到测量电路的线性变换方程。该方法的优点是利用标准电阻校准了测量通道误差，包括CD4052的失调电流误差，但其并不能解决在环境温度变化时，CD4052的失调电流变化带来的影响。大量试验结果表明，环境温度变化对温度测量影响是非常大的，有些厂家的采集器甚至在环境温度为50℃时温度测量误差达到0.8℃ ，远远超出了允许范围。因此，分析CD4052的漏电流和温度特性是非常有必要的。

CD4052是双四选一模拟开关，每组四选一模拟开关分别有2个二进制控制输入。根据器件厂家数据手册( 美国德州仪器公司) ，当CD4052任意通道闭合后，都会有－500～500nA的漏电流，漏电流叠加在恒流源的输出电流，再流经铂电阻，由信号测量电路得到铂电阻两端电压，以恒流源的输出电流计算铂电阻值，则测量电阻值与实际电阻值之间产生误差，最终导致测量温度误差。下面定量分析CD4052漏电流带来的温度测量误差。

温度与PT100铂电阻之间的换算公式的式 中，t为温度，参数R0= 100Ω，A=3.90802×10－3℃－1 ，B=－5.802×10－7℃－2 ，C=－4.27350×10－12℃－4 。可以看出，Rt是分段函数，当t∈[0，850]时，最高次为2 次，而当t∈[－ 200，0]时，最高次为4次，且参数C要比参数A和B小得多，所以，当t∈[－ 200，0]时，函数表达式的3次、4次项对Rt的结果影响很小，为方便计算，将Rt 函数统一为Rt=R0 ( 1 +At +Bt2 ) 。

设恒流源电流为I，CD4052失调漏电流为ΔI，铂电阻的真实阻值为R，铂电阻两端的理论电压值U=IR，而实际测量值为U+ΔU=( I + ΔI) R。已知CD4052漏电流ΔI的范围是－500～500nA，t取－50～50℃ ，恒流源输出电流I选取250μA，则Δt 是关于 ΔI和t的函数。ΔI为正时产生的温度误差， ΔI为负时产生的温度误差。

当漏电流ΔI为正时，产生的温度测量误差Δt为正，即测量温度比实际温度偏大。漏电流ΔI越大，环境实际温度t越高，均会导致温度测量误差Δt增大。同样，当漏电流ΔI为负时，产生的温度测量误差Δt为负，即测量温度比实际温度偏小。漏电流ΔI绝对值越大，环境温度t越高，均会导致温度测量误差Δt的绝对值增大。当ΔI取最大值500nA时，t取－50～50℃ ，用Matlab画出Δt－t图。

即当取CD4052漏电流最大时，在不同环境下产生的最大温度误差。可知环境温度越高，CD4052漏电流引起的最大温度测量误差越大。

介绍了一种应用在电源管理芯片中带失调自校正运放的电流采样电路设计。相对于传统的运放失调消除技术，失调自校正运放设计无需开关电容相关技术，可节省一定的芯片面积，通过在芯片启动时自动校正输入失调，并将校正位锁存。之后，由于运放零失调，可大大提高所述电流采样电路的精度。该技术已经成功应用在数款电源管理芯片中，量产测试结果表明，采用该电路的电流采样精度小于0.2%。

当不采用校准技术时，一个好的CMOS模拟电路在遵循版图设计规则的情况下，失调电压通常在正负10mV范围内。加大输入输出级差动对的尺寸可以减小失调电压，但这样设计的结果会使输入输出电容变得过高，严重地降低了电路的速度，同时也会明显加大版图尺寸。因此，很多高精度系统需要用电子学方法来消除失调，即在电路设计时就加入失调电压消除设计。

用于减小运放失调电压的技术主要有三种：斩波技术(CHS )、自动调零技术（CAZ）以及相关双采样技术(CDS )。但是斩波技术会导致运放增益下降且输入、输出调制器的延迟也应该做到与主放大器的延迟完全匹配；自动调零技术和相关双采样技术则需要独立的两个步骤，一是对运算放大器的噪声和输入失调电压进行采样，二是把含有噪声和失调电压的运算放大器的输入端或者输出端瞬间减去这部分不理想电压，其主要适用于开关电容电路，不适合连续电路应用，如电源管理电路中需持续采样电路中的电流。

整个电流采样功能模块包含了偏置电路（为了使图看起来简单，用理想电流源代替）、电流采样支路、核心运放CS_OTA、共源共栅电流镜部分中的运放otan、比较器comp和数字部分（含计数器）等功能模块。

芯片启动时，自动进入校正模式，数字部分输出节点cal_mode的电压Vcal_mode=1， 输出节点cal_done的电压Vcal_done=0(cal为校正计算calculation的缩写)，校正计算位b[4：0]置为00000。其中，电流源bn1为MPb0和MPb1两条支路提供偏置电流，电流源bn2a和bn2b为MP1和MP2两条支路提供直流静态偏置电流。

由于Vcal_mode=1，运放CS_OTA输入两端通过图中左上角的两个开关接到电阻Rcal两端，而二极管连接的MOS管MNdio用来给运放CS_OTA提供直流偏压（可根据需要的直流静态点来设置二极管连接的MOS管的串联个数）。此时由于运放CS_OTA内部固有的失调，将导致运放输入两端存在约-9mV的差，即Vos=V(ichp_sense， ichm_sense)=-9mV，Vos将施加到电阻Rcal两端，电流Vos/Rcal通过PMOS管MPc1从PMOS管MP1处抽取电流，然后该电流通过MP1镜像到MP2支路，之后施加到电阻R2上，电阻R2上的压降即为Vimon=Vos*(R2/Rcal)=Vos*50（R2的阻值假设为Rcal的50倍），节点imon的电压Vimon即为放大的失调电压。

之后，随着时钟信号clk的变化，计数器输出b[4：0]将从00000一位一位地增加，如00000 -> 00001 ->00010⋯，从而使失调电压V(ichp_sense， ichm_sense)慢慢降为0，Vimon也慢慢降为0，当V(ichp_sense， ichm_sense)和Vimon非常接近0时，比较器COMP_Vos（比较器内部输入端加入1-2mV的失调）输出的zcd（zero current detect）将变高，则输出节点cal_done的电压信号Vcal_done（校正结束）将随之变高，计数器将锁定此时的输出位b[4：0]。

当校正结束后，电流采样电路处于电流采样状态，通过采样引脚ichp和ichm两端的电压Vsense=V(ichp，ichm)，然后把Vsense/R1的电流通过MP1镜像到MP2支路，施加到电阻R2上，通过电阻R2上的电压即可得到精确的采样电流。

可以看出，刚启动时，运放输入两端的等效失调电压为9mV，通过时钟控制计数器使trim位b[4：0]每周期跳变一位，使输入端的失调电压慢慢减小，失调电压接近0时，通过镜像使失调电流到电阻R2上，其上的压降Vimon也慢慢减少，当Vimon接近0的时候，比较器输出端ZCD变高，校正标志位Cal_done变高，校正结束。采用本电路结构的电流采样电路已经成功应用于数款电源管理芯片中，量产测试结果表明，其电流采样精度小于0.2%。